時間：2023-03-20 16:20:38
序論：在您撰寫濾波器設(shè)計論文時，參考他人的優(yōu)秀作品可以開闊視野，小編為您整理的7篇范文，希望這些建議能夠激發(fā)您的創(chuàng)作熱情，引導您走向新的創(chuàng)作高度。
1LC濾波器工程設(shè)計時幾款常用的軟件推薦
LC濾波器設(shè)計軟件的種類繁多，早已步入尋常百姓人家，本文從使用簡單、方便的角度來推薦幾款免費設(shè)計軟件。
a）AADE公司的FilterDesign它可以幫助工程師簡單、快速地設(shè)計幾乎是任何類型的集總參數(shù)的低通、高通、帶通和帶阻濾波器，同時也可以顯示濾波器的插入損耗、回波損耗、群延遲和輸入阻抗等。使用該濾波器設(shè)計軟件時，當頻率升高，內(nèi)部的寄生耦合電抗和分布電抗就將破壞它的設(shè)計精度。由于寄生效應自然地降低了濾波器的中心頻率，所以設(shè)計的頻率比實際需要的頻率要高一些。
b）RF-Filter.exe軟件該軟件使用非常簡單，僅需選擇所需用的函數(shù)類型、階數(shù)、源阻抗和負載阻抗等參數(shù)就可設(shè)計出所需參數(shù)和仿真波形。用該軟件設(shè)計一個輸入輸出阻抗為50Ω、7階巴特沃斯、截止頻率為200MHz的低通濾波器時的仿真波形和電路，用歸一化參數(shù)計算和仿真設(shè)計的參數(shù)幾乎完全一致，如圖1所示。
c）FilterSolutions10.0濾波器設(shè)計軟件該軟件如圖2所示。
d）Helical.exe螺旋濾波器設(shè)計軟件該軟件如圖3所示。
用該軟件設(shè)計時輸入輸出阻抗需要匹配，如果參數(shù)設(shè)置不合理時，就可以拒絕進入主界面，該款軟件適合于窄帶濾波器設(shè)計。c）FilterSolutions10.0濾波器設(shè)計軟件該軟件如圖2所示。d）Helical.exe螺旋濾波器設(shè)計軟件該軟件如圖3所示。用該軟件設(shè)計時輸入輸出阻抗需要匹配，如果參數(shù)設(shè)置不合理時，就可以拒絕進入主界面，該款軟件適合于窄帶濾波器設(shè)計。
2進行LC濾波器工程設(shè)計時，考慮PCB的事項
a）頻率越高時，較薄的介質(zhì)層將增加插入損耗，增加介質(zhì)層的厚度將減少這些損耗，但與此同時會增加電路板的穿孔電感或者會產(chǎn)生我們所不期待的信號傳輸模式。介電常數(shù)Er較高時將會增加介質(zhì)中的損耗，而且也會稍微增加導體中的損耗。當LC濾波器需要盡可能小的插入損耗時，雖然選擇較厚的PCB板會減少損耗，但也增加了穿地電感，介電常數(shù)Er應較小些。上面提到的穿透孔產(chǎn)生的穿地電感可由如下公式計算：這個公式說明了穿透孔的直徑越小、穿透孔的長度越長則穿地電感越大。所以通過PCB板設(shè)計濾波器時，要使穿地電感越小則PCB越薄，濾波器的高頻衰減特性越好。所以選擇PCB板的厚度時必須考慮插入損耗和穿地電感的折衷。同時通過該公式可以算出穿地電感的實際值，在設(shè)計LC濾波器參數(shù)時，可以使穿地電感看成是線圈電感的一部分，使串聯(lián)到電容器的電感值選得小一些。
b）LC濾波器通過PCB板工程制作時，所有元器件的引線必須最短以減少損耗和引線電感。傳輸?shù)奈Ь€保持50Ω的恒定阻抗，以減少失配損耗及由不連續(xù)阻抗引起的反射。在1GHz時，即使1cm的短線，也會有約10nH的電感，形成一個幾乎很純正的電感器。濾波器的微帶線中的所有彎曲都應該斜接或者變成圓弧狀，以防止輻射到相鄰的電路中。一般地線通過最短的路線，通常是通過一個穿透孔接到PCB的接地板，主要是為了降低返回路徑的對地電感。同時從PCB頂端的接地板到底端的接地板，應該以1/4波長或者更小長度的間隔，有規(guī)律地設(shè)置穿透孔。整個PCB的設(shè)計盡可能地減小實際的尺寸以減少損耗和輻射。元件應該交叉配置在微帶線的兩側(cè)，以改善高頻域的隔離程度。電容器接地旁邊要有穿透孔，空余的地方盡可能地配置上引線孔。LC帶通濾波器的制作要選用寄生電感量小的電容器，使含有寄生電感的LC諧振電路的諧振頻率重合在幾何中心的頻率上。
c）進行LC濾波器的工程設(shè)計時，必須要考慮到PCB線、元器件和導線之間的耦合?？赏ㄟ^使用屏蔽、減少載流環(huán)路的區(qū)域、印刷板引線成直角和傳輸RF電流的印刷板引線互相保持一定的距離來減輕這些不好的能量耦合。當RF信號遇到LC濾波器的耦合電容時，為了減少阻抗變化范圍和降低電壓駐波比VSWR，元器件應該與微帶線具有相同的寬度，并且焊接的輪廓應該平滑以便不干擾信號流。
進行LC濾波器工程參數(shù)設(shè)計時的考慮事項
a）如果濾波器要隔直流信號，那么應在輸入端加一個很大的電容，使得在最低頻率上的電抗小于1Ω。如果該LC濾波器是高通濾波器，為阻止直流信號，就應該在輸入端接一個串聯(lián)電容，而不是并聯(lián)一個電感。
b）如果要設(shè)計精度更高的濾波器就要采用更加復雜、準確的現(xiàn)代濾波器理論技術(shù)或者更昂貴軟件程序來考慮寄生效應的影響。對于低要求應用場合和極點數(shù)少的情況下，僅通過軟件仿真設(shè)計就足夠了。頻率大于30MHz時，表面安裝的元件導致的分布式電抗會使濾波器的中心頻率顯著地降低，必須考慮寄生響應的影響。可通過減少繞組直徑和圈數(shù)來減少電感器的匝間電容，可通過更小的元器件來減輕所有元器件的接地電容，可使用以電感相交成直角的方式來減輕電感的相互耦合，可通過使用一個并聯(lián)的電容器來減輕引線內(nèi)的固定電感，減小電容器的寄生電感，通過上述方式可減輕寄生響應的影響。
c）LC濾波器在高頻率設(shè)計時，選用高Q值的電感可以減少插入損耗和降低邊緣的圓滑程度。電容器要選用自感量小的元件，如果電容的容許誤差較差或者溫度特性差就會使得通帶特性、中心頻率、回波損耗發(fā)生變化?？刹捎脤⒁粋€電容分為兩個只有一半容量的電容器后再并聯(lián)的辦法，從理論上說，電感量可以減少一半，阻帶衰減量實際上可改善約10dB。
d）根據(jù)衰減頻率部分，考慮到費用、插入損耗、群延遲變化和物理尺寸的要求，濾波器應該設(shè)計成最小階數(shù)。在沒有放大器連接之前，若將設(shè)計好的濾波器級聯(lián)，就會導致交互感應。
進行LC濾波器工程設(shè)計時考慮的濾波器函數(shù)選型事項
如果需要通帶內(nèi)有最大的平坦響應，對元件的變化不是很敏感的話，則可選用巴特沃斯濾波器，沒有特殊要求時優(yōu)先推薦巴特沃斯濾波器。切比雪夫濾波器在通帶內(nèi)有等波紋起伏的紋波，但截止特性特別好，高的群延遲變化，可通過增加濾波器的通帶來抑制群延遲變化。貝塞爾濾波器通帶內(nèi)延時特性最平坦，小的群延遲變化，相位特型好，對要求輸出信號波形不能失真的場合非常有用，但截止特性很差，對元件的要求很高。高斯型濾波器常用于頻譜分析儀帶寬的濾波器中。橢圓函數(shù)型濾波器通帶內(nèi)有起伏，阻帶內(nèi)有零點，截止特性最好，但對器件要求嚴格。勒讓德型截止特性比巴特沃斯型好，并且可以用小的器件值來實現(xiàn)。在工程實際設(shè)計中依據(jù)不同的特點和通帶的頻率響應、帶寬、元件敏感程度和分布電抗以及元件獲取真實的參數(shù)能力等選取不同類型的函數(shù)。
在電路中電容C容抗值Zc=1/2πfC，且容抗隨著頻率f的增大而減小。因此濾波器電路中一個恰當?shù)慕拥仉娙軨，可使交流信號中的高頻成分通過電容落地，而低頻成分可以幾乎無損失通過，故將小電容接地等同于設(shè)計一階低通濾波器。在濾波器電路中，多處電容接地設(shè)計等同于多個低通濾波器與原電路組成低通濾波器網(wǎng)絡，在提高截止頻率附近幅頻特性的同時會較好抑制高頻干擾，因而接地優(yōu)化在理論上是可行的。
2濾波器設(shè)計仿真
根據(jù)實踐需要，設(shè)計滿足上級輸出電路阻抗為100Ω、下級輸入電路阻抗為50Ω、截止頻率為5MHz的5階巴特沃斯低通濾波器。普通差分濾波器由于其極點與單端濾波器極點相同，故具有相同的傳遞函數(shù)，因而依據(jù)單端濾波器配置的差分結(jié)構(gòu)濾波器能夠滿足指標要求。在差分結(jié)構(gòu)形式上進行接地優(yōu)化后，由于接地電容具有低通濾波功能，不同電容值C會導致不同頻段幅頻響應迅速衰減。圖2～圖5分別為普通差分濾波器與多處接地差分濾波器的配置電路與幅頻特性曲線。由仿真結(jié)果可得，截止頻率為5MHz的多處接地差分濾波器幅頻響應在9MHz內(nèi)迅速衰減至-50dB，而后在10MHz處上升為-30dB；而普通濾波器幅頻特性在9MHz處為-20dB，在10MHz處為-22dB。因此，接地優(yōu)化濾波器幅頻特性曲線總于普通差分濾波器幅頻特性曲線形成的包絡內(nèi)，故多處接地達到了過渡帶變窄與抑制高頻的效果，因而接地優(yōu)化電路設(shè)計通過仿真是可行的。
3實物驗證與分析
由于實際電路與理想條件有一定差異，可能導致實際效果與仿真結(jié)果不符，為驗證接地優(yōu)化差分濾波器，在實際電路中能夠提高截止頻率附近幅頻特性與抑制高頻干擾的能力，將上一節(jié)仿真通過的普通差分濾波器與接地差分濾波器制作成PCB電路，通過矢量網(wǎng)絡分析儀測試其頻率特性，結(jié)果如圖6～圖9所示。由圖可得，多處接地差分濾波器電路中，由于接地電容相當于一階低通濾波器，所以由接地電容與普通差分濾波器組成低通濾波網(wǎng)絡能夠大幅提高濾波器截止頻率附近幅頻特性。同時，由于容抗Zc=1/2πfC隨f增大而減小，在高頻時幾乎為零，高頻信號可以通過電容落地，故其在高頻抑制能力上大大優(yōu)于普通濾波器。因而接地優(yōu)化在實際電路應用中是真實有效的，可以應用于抑制高頻信號的低通濾波器中。
4結(jié)論
關(guān)鍵詞：諧波；有源電力濾波器；濾波電感設(shè)計
引言
并聯(lián)有源電力濾波器是一種用于動態(tài)抑制諧波和補償無功的新型電力電子裝置，近年來，有源電力濾波器的理論研究和應用均取得了較大的成功。對其主電路（VSI）參數(shù)的設(shè)計也進行了許多探討[1][2][3]，但是，目前交流側(cè)濾波電感還沒有十分有效的設(shè)計方法，然而該電感對有源濾波器的補償性能十分關(guān)鍵[2]。本文通過分析有源電力濾波器的交流側(cè)濾波電感對電流補償性能的影響，在滿足一定效率的條件下，探討了該電感的優(yōu)化設(shè)計方法，仿真和實驗初步表明該方法是有效的。
圖1
1三相四線并聯(lián)型有源電力濾波器的結(jié)構(gòu)與工作原理
圖1為三相四線制并聯(lián)型有源電力濾波器的結(jié)構(gòu)。主電路采用電容中點式的電壓型逆變器。電流跟蹤控制方式采用滯環(huán)控制。
以圖2的單相控制為例，分析滯環(huán)控制PWM調(diào)制方式實現(xiàn)電流跟蹤的原理。在該控制方式中，指令電流計算電路產(chǎn)生的指令信號ic＊與實際的補償電流信號ic進行比較，兩者的偏差作為滯環(huán)比較器的輸入，通過滯環(huán)比較器產(chǎn)生控制主電路的PWM的信號，此信號再通過死區(qū)和驅(qū)動控制電路，用于驅(qū)動相應橋臂的上、下兩只功率器件，從而實現(xiàn)電流ic的控制。
以圖3中A相半橋為例分析電路的工作過程。開關(guān)器件S1和S4組成A相的半橋變換器，電容C1和C2為儲能元件。uc1和uc2為相應電容上的電壓。為了能使半橋變換器正常跟蹤指令電流，應使其電壓uc1和uc2大于輸入電壓的峰值。
當電流ica>0時，若S1關(guān)斷，S4導通，則電流流經(jīng)S4使電容C2放電，如圖3（a）所示，同時，由于uc2大于輸入電壓的峰值，故電流ica增大(dica/dt>0)。對應于圖4中的t0～t1時間段。
當電流增大到ica＊＋δ時（其中ica＊為指令電流，δ為滯環(huán)寬度），在如前所述的滯環(huán)控制方式下，使得電路狀態(tài)轉(zhuǎn)換到圖3(b)，即S4關(guān)斷，電流流經(jīng)S1的反并二極管給電容C1充電，同時電流ica下降(dica/dt<0)。相對應于圖4中的t1～t2時間段。
同樣的道理可以分析ica<0的情況。通過整個電路工作情況分析，得出在滯環(huán)PWM調(diào)制電路的控制下，通過半橋變換器上下橋臂開關(guān)管的開通和關(guān)斷，可使得其產(chǎn)生的電流在一個差帶寬度為2δ的范圍內(nèi)跟蹤指令電流的變化。
當有源濾波器的主電路采用電容中點式拓撲時，A，B，C三相的滯環(huán)控制脈沖是相對獨立的。其他兩相的工作情況與此相同。
2濾波電感對補償精度的影響
非線性負載為三相不控整流橋帶電阻負載，非線性負載交流側(cè)電流iLa及其基波分量如圖5所示（以下單相分析均以A相為例）。指令電流和實際補償電流如圖6所示。當指令電流變化相對平緩時（如從π/2到5π/6段），電流跟蹤效果好，此時，網(wǎng)側(cè)電流波形較好。而當指令電流變化很快時（從π/6開始的一小段），電流跟蹤誤差很大；這樣會造成補償后網(wǎng)側(cè)電流的尖刺。使網(wǎng)側(cè)電流補償精度較低。
假如不考慮指令電流的計算誤差，則網(wǎng)側(cè)電流的諧波含量即為補償電流對指令電流的跟蹤誤差（即圖6中陰影A1，A2，A3，A4部分）。補償電流對指令電流的跟蹤誤差越?。碅1，A2，A3，A4部分面積越?。?，網(wǎng)側(cè)電流的諧波含量（尖刺）也就越小，當補償電流完全跟蹤指令電流時（即A1，A2，A3，A4部分面積為零時），網(wǎng)側(cè)電流也就完全是基波有功電流。由于滯環(huán)的頻率較高，不考慮由于滯環(huán)造成的跟蹤誤差，則如圖6所示網(wǎng)側(cè)電流的跟蹤誤差主要為負載電流突變時補償電流跟蹤不上所造成的。
分析三相不控整流橋帶電阻負載，設(shè)Id為負載電流直流側(cè)平均值。Ip為負載電流基波有功分量的幅值，。
下面介紹如何計算A1面積的大小，
在π/6<ωt<π/2區(qū)間內(nèi)
ic＊(ωt)=Ipsinωt－Id（1）
在π/6<ωt<ωt1一小段區(qū)間內(nèi)，電流ic(ωt)可近似為直線，設(shè)a1為直線的截距，表達式為
ic(ωt)=a1－[uC1-Usmsin(π/6)/L]×t（2）
ic(π/6)=ic＊(π/6)（3）
ic(t1)=ic＊(t1)（4）
由式(1)～式(4)可以求出a1及t1的值。
在π/6<ωt<ωt1（即1/600<t<t1）區(qū)間內(nèi)，ic與ic＊之間的跟蹤誤差面積A1為
同樣可以求出A2，A3，A4的面積。
A2=0.405[（I2dL）/(330IdL+(Ucl+0.5Usm))]
由對稱性，得到A3=A1，A4=A2
因此，在一個工頻周期內(nèi)，電流跟蹤誤差的面積A為
A=A1＋A2＋A3＋A4
=[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[165IdL+(Uc1+0.5Usm)]＋[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[330IdL+(Ucl+0.5Usm)]（5）
這里假定上電容電壓Uc1等于下電容電壓Uc2，Usm為電網(wǎng)相電壓峰值，L為濾波電感值（假設(shè)La=Lb=Lc=L），Id為非線性負載直流側(cè)電流。
3濾波電感對系統(tǒng)損耗的影響
有源濾波器一個重要的指標是效率，系統(tǒng)總的損耗Ploss為
Ploss=Pon＋Poff＋Pcon＋Prc（6）
式中：Pon為開關(guān)器件的開通損耗；
Poff為開關(guān)器件的關(guān)斷損耗；
Pcon為開關(guān)器件的通態(tài)損耗；
Prc為吸收電路的損耗。
3.1IGBT的開通與關(guān)斷損耗
有源濾波器的A相主電路如圖7所示。假設(shè)電感電流ic為正時，則在S4開通之前，電流ic通過二極管D1流出，當S4開通后，流過二極管D1的電流逐漸轉(zhuǎn)移為流過S4，只有當Dl中電流下降到零后，S4兩端的電壓才會逐漸下降到零。因此，在S4的開通過程中，存在著電流、電壓的重疊時間，引起開通損耗，如圖8所示。
由圖8可知單個S4開通損耗為
開通損耗為
式中：ic(t)為IGBT集電極電流；
Uc為集射之間電壓（忽略二極管壓降即為
主電路直流側(cè)電壓）；
ton為開通時間；
T0為一個工頻周期；
fs為器件平均開關(guān)頻率；
Iav為主電路電流取絕對值后的平均值。類似可推得關(guān)斷損耗為
Poff=6×(IavUctorr)/2×fs(10)
式中：toff為關(guān)斷時間。
3.2IGBT的通態(tài)損耗
假設(shè)tcon為開關(guān)管導通時間，考慮到上下管占空比互補，可假設(shè)占空比為50％，即tcon=0.5Ts。
則通態(tài)損耗為
Pcon=6∑ic(t)Ucestcon/T0=3IavUces(11）
式中：Ts為平均開關(guān)周期；
Uces為開關(guān)管通態(tài)時飽和壓降。
3.3RC吸收電路的損耗
RC吸收電路的損耗為
Prc=6×1/2CsUc2fs(12)
式中：Cs為吸收電容值。
fs=(U2c-2U2sm)[2]/8δLUc（13）
通過以上分析，可以得到系統(tǒng)總損耗為
Ploss=Pon＋Poff＋Pcon＋Prc（14）
4濾波電感的優(yōu)化設(shè)計
在滿足一定效率條件下，尋求交流側(cè)濾波電感L，使補償電流跟蹤誤差最小。得到如下的優(yōu)化算法。
優(yōu)化目標為minA（Uc，L）
約束條件為Ploss≤（1－η）SAPF(15)
應用于實驗模型為15kVA的三相四線制并聯(lián)有源濾波器，參數(shù)如下：
SAPF=15kVA，Vsm=310V，η=95％，
Id=103A，Iav=18A，δ=1A，
Cs=4700pF，Uces=3V，ton=50ns，
toff=340ns。
在約束條件下利用Matlab的優(yōu)化工具箱求目標函數(shù)最小時L與Uc1的值?？傻玫絻?yōu)化結(jié)果為：跟蹤誤差A=0.1523，此時交流側(cè)濾波電感L=2.9mH，直流側(cè)電壓Uc=799V。
5仿真與實驗結(jié)果
表1列出了有源電力濾波器容量為15kVA時，電感取值與補償后網(wǎng)側(cè)電流的THD的比較。
表1不同電感L取值下仿真結(jié)果
交流側(cè)濾波電感L/mH直流側(cè)電壓Uc/V網(wǎng)側(cè)電流的THD/％
2.980016
580021.5
780024
圖9，圖10與圖11是當Uc=2Uc1=800V，APF容量為5.2kVA時，電感L分別取7mH，5mH，3mH時的實驗結(jié)果，補償后網(wǎng)側(cè)電流的THD分別為14.1％，18.3％，20.1％，與優(yōu)化分析的結(jié)果相吻合。
關(guān)鍵詞：數(shù)字濾波器MATLABFIRIIR
引言：
在電力系統(tǒng)微機保護和二次控制中，很多信號的處理與分析都是基于對正弦基波和某些整次諧波的分析，而系統(tǒng)電壓電流信號（尤其是故障瞬變過程）中混有各種復雜成分，所以濾波器一直是電力系統(tǒng)二次裝置的關(guān)鍵部件【1】。目前微機保護和二次信號處理軟件主要采用數(shù)字濾波器。傳統(tǒng)的數(shù)字濾波器設(shè)計使用繁瑣的公式計算，改變參數(shù)后需要重新計算，在設(shè)計濾波器尤其是高階濾波器時工作量很大。利用MATLAB信號處理工具箱（SignalProcessingToolbox）可以快速有效的實現(xiàn)數(shù)字濾波器的設(shè)計與仿真。
1數(shù)字濾波器及傳統(tǒng)設(shè)計方法
數(shù)字濾波器可以理解為是一個計算程序或算法，將代表輸入信號的數(shù)字時間序列轉(zhuǎn)化為代表輸出信號的數(shù)字時間序列，并在轉(zhuǎn)化過程中，使信號按預定的形式變化。數(shù)字濾波器有多種分類，根據(jù)數(shù)字濾波器沖激響應的時域特征，可將數(shù)字濾波器分為兩種，即無限長沖激響應（IIR）濾波器和有限長沖激響應（FIR）濾波器。
IIR數(shù)字濾波器具有無限寬的沖激響應，與模擬濾波器相匹配。所以IIR濾波器的設(shè)計可以采取在模擬濾波器設(shè)計的基礎(chǔ)上進一步變換的方法。FIR數(shù)字濾波器的單位脈沖響應是有限長序列。它的設(shè)計問題實質(zhì)上是確定能滿足所要求的轉(zhuǎn)移序列或脈沖響應的常數(shù)問題，設(shè)計方法主要有窗函數(shù)法、頻率采樣法和等波紋最佳逼近法等。
在對濾波器實際設(shè)計時，整個過程的運算量是很大的。例如利用窗函數(shù)法【2】設(shè)計M階FIR低通濾波器時，首先要根據(jù)（1）式計算出理想低通濾波器的單位沖激響應序列，然后根據(jù)（2）式計算出M個濾波器系數(shù)。當濾波器階數(shù)比較高時，計算量比較大，設(shè)計過程中改變參數(shù)或濾波器類型時都要重新計算。
設(shè)計完成后對已設(shè)計的濾波器的頻率響應要進行校核，要得到幅頻相頻響應特性，運算量也是很大的。我們平時所要設(shè)計的數(shù)字濾波器，階數(shù)和類型并不一定是完全給定的，很多時候都是要根據(jù)設(shè)計要求和濾波效果不斷的調(diào)整，以達到設(shè)計的最優(yōu)化。在這種情況下，濾波器的設(shè)計就要進行大量復雜的運算，單純的靠公式計算和編制簡單的程序很難在短時間內(nèi)完成設(shè)計。利用MATLAB強大的計算功能進行計算機輔助設(shè)計，可以快速有效的設(shè)計數(shù)字濾波器，大大的簡化了計算量，直觀簡便。
2數(shù)字濾波器的MATLAB設(shè)計
2.1FDATool界面設(shè)計
2.1.1FDATool的介紹
FDATool（FilterDesign&AnalysisTool）是MATLAB信號處理工具箱里專用的濾波器設(shè)計分析工具，MATLAB6.0以上的版本還專門增加了濾波器設(shè)計工具箱（FilterDesignToolbox）。FDATool可以設(shè)計幾乎所有的基本的常規(guī)濾波器，包括FIR和IIR的各種設(shè)計方法。它操作簡單，方便靈活。
FDATool界面總共分兩大部分，一部分是DesignFilter，在界面的下半部，用來設(shè)置濾波器的設(shè)計參數(shù)，另一部分則是特性區(qū)，在界面的上半部分，用來顯示濾波器的各種特性。DesignFilter部分主要分為：
FilterType（濾波器類型）選項，包括Lowpass（低通）、Highpass（高通）、Bandpass（帶通）、Bandstop（帶阻）和特殊的FIR濾波器。
DesignMethod（設(shè)計方法）選項，包括IIR濾波器的Butterworth（巴特沃思）法、ChebyshevTypeI（切比雪夫I型）法、ChebyshevTypeII（切比雪夫II型）法、Elliptic（橢圓濾波器）法和FIR濾波器的Equiripple法、Least-Squares（最小乘方）法、Window（窗函數(shù)）法。
FilterOrder（濾波器階數(shù)）選項，定義濾波器的階數(shù)，包括SpecifyOrder（指定階數(shù)）和MinimumOrder（最小階數(shù)）。在SpecifyOrder中填入所要設(shè)計的濾波器的階數(shù)（N階濾波器，SpecifyOrder＝N-1），如果選擇MinimumOrder則MATLAB根據(jù)所選擇的濾波器類型自動使用最小階數(shù)。
FrenquencySpecifications選項，可以詳細定義頻帶的各參數(shù)，包括采樣頻率Fs和頻帶的截止頻率。它的具體選項由FilterType選項和DesignMethod選項決定，例如Bandpass（帶通）濾波器需要定義Fstop1（下阻帶截止頻率）、Fpass1（通帶下限截止頻率）、Fpass2（通帶上限截止頻率）、Fstop2（上阻帶截止頻率），而Lowpass（低通）濾波器只需要定義Fstop1、Fpass1。采用窗函數(shù)設(shè)計濾波器時，由于過渡帶是由窗函數(shù)的類型和階數(shù)所決定的，所以只需要定義通帶截止頻率，而不必定義阻帶參數(shù)。
MagnitudeSpecifications選項，可以定義幅值衰減的情況。例如設(shè)計帶通濾波器時，可以定義Wstop1（頻率Fstop1處的幅值衰減）、Wpass（通帶范圍內(nèi)的幅值衰減）、Wstop2（頻率Fstop2處的幅值衰減）。當采用窗函數(shù)設(shè)計時，通帶截止頻率處的幅值衰減固定為6db，所以不必定義。
WindowSpecifications選項，當選取采用窗函數(shù)設(shè)計時，該選項可定義，它包含了各種窗函數(shù)。
2.1.2帶通濾波器設(shè)計實例
本文將以一個FIR濾波器的設(shè)計為例來說明如何使用MATLAB設(shè)計數(shù)字濾波器：在小電流接地系統(tǒng)中注入83.3Hz的正弦信號，對其進行跟蹤分析，要求設(shè)計一帶通數(shù)字濾波器，濾除工頻及整次諧波，以便在非常復雜的信號中分離出該注入信號。參數(shù)要求：96階FIR數(shù)字濾波器，采樣頻率1000Hz，采用Hamming窗函數(shù)設(shè)計。
本例中，首先在FilterType中選擇Bandpass（帶通濾波器）；在DesignMethod選項中選擇FIRWindow（FIR濾波器窗函數(shù)法），接著在WindowSpecifications選項中選取Hamming；指定FilterOrder項中的SpecifyOrder＝95；由于采用窗函數(shù)法設(shè)計，只要給出通帶下限截止頻率Fc1和通帶上限截止頻率Fc2，選取Fc1＝70Hz，F(xiàn)c2＝84Hz。設(shè)置完以后點擊DesignFilter即可得到所設(shè)計的FIR濾波器。通過菜單選項Analysis可以在特性區(qū)看到所設(shè)計濾波器的幅頻響應、相頻響應、零極點配置和濾波器系數(shù)等各種特性。設(shè)計完成后將結(jié)果保存為1.fda文件。
在設(shè)計過程中，可以對比濾波器幅頻相頻特性和設(shè)計要求，隨時調(diào)整參數(shù)和濾波器類型，
以便得到最佳效果。其它類型的FIR濾波器和IIR濾波器也都可以使用FDATool來設(shè)計。
Fig.1MagnitudeResponseandPhaseResponseofthefilter
2.2程序設(shè)計法
在MATLAB中，對各種濾波器的設(shè)計都有相應的計算振幅響應的函數(shù)【3】，可以用來做濾波器的程序設(shè)計。
上例的帶通濾波器可以用程序設(shè)計：
c=95;％定義濾波器階數(shù)96階
w1=2*pi*fc1/fs;
w2=2*pi*fc2/fs;%參數(shù)轉(zhuǎn)換，將模擬濾波器的技術(shù)指標轉(zhuǎn)換為數(shù)字濾波器的技術(shù)指標
window=hamming(c+1);%使用hamming窗函數(shù)
h=fir1(c,[w1/piw2/pi],window);％使用標準響應的加窗設(shè)計函數(shù)fir1
freqz(h,1,512);％數(shù)字濾波器頻率響應
在MATLAB環(huán)境下運行該程序即可得到濾波器幅頻相頻響應曲線和濾波器系數(shù)h。篇幅所限，這里不再將源程序詳細列出。
3Simulink仿真
本文通過調(diào)用Simulink中的功能模塊構(gòu)成數(shù)字濾波器的仿真框圖，在仿真過程中，可以雙擊各功能模塊，隨時改變參數(shù)，獲得不同狀態(tài)下的仿真結(jié)果。例如構(gòu)造以基波為主的原始信號，，通過Simulink環(huán)境下的DigitalFilterDesign（數(shù)字濾波器設(shè)計）模塊導入2.1.2中FDATool所設(shè)計的濾波器文件1.fda。仿真圖和濾波效果圖如圖2所示。
可以看到經(jīng)過離散采樣、數(shù)字濾波后分離出了83.3Hz的頻率分量（scope1）。之所以選取上面的疊加信號作為原始信號，是由于在實際工作中是要對已經(jīng)經(jīng)過差分濾波的信號進一步做帶通濾波，信號的各分量基本同一致，可以反映實際的情況。本例設(shè)計的濾波器已在實際工作中應用，取得了不錯的效果。
4結(jié)論
利用MATLAB的強大運算功能，基于MATLAB信號處理工具箱（SignalProcessingToolbox）的數(shù)字濾波器設(shè)計法可以快速有效的設(shè)計由軟件組成的常規(guī)數(shù)字濾波器，設(shè)計方便、快捷，極大的減輕了工作量。在設(shè)計過程中可以對比濾波器特性，隨時更改參數(shù)，以達到濾波器設(shè)計的最優(yōu)化。利用MATLAB設(shè)計數(shù)字濾波器在電力系統(tǒng)二次信號處理軟件和微機保護中，有著廣泛的應用前景。
參考文獻
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關(guān)鍵詞：無功功率，諧波，有源濾波，DSP
0.前言
隨著電力電子裝置的廣泛應用,電網(wǎng)中的諧波污染也日益嚴重。另外,許多電力電子裝置的功率因數(shù)很低,給電網(wǎng)帶來額外負擔并影響供電質(zhì)量?？梢娤C波污染并提高功率因數(shù),已成為電力電子技術(shù)中的一個重要的研究領(lǐng)域。解決電力電子裝置的諧波污染和低功率因數(shù)問題的基本思路有兩條: (1)裝設(shè)補償裝置,以補償其諧波和無功功率; (2)對電力電子裝置本身進行改進,使其不產(chǎn)生諧波,且不消耗無功功率,或根據(jù)需要對其功率因數(shù)進行控制。
1.無功與諧波自動補償裝置的原理
1.1有源電力濾波器的原理
電力濾波器主要包括有源濾波器和無源濾波器,或兩者的混合,即混合濾波器。
有源電力濾波器(APF)根據(jù)其與補償對象連接的方式不同,分為并聯(lián)型和串聯(lián)型兩種,而并聯(lián)型濾波器在實際中應用較廣。下面以并聯(lián)型有源濾波器為例,介紹其工作原理。論文參考。HPF(High Pass Filter)是由無源元件RLC組成的高通濾波器,其主要作用是濾除逆變器高頻開關(guān)動作和非線性負載所產(chǎn)生的高頻分量;負載為諧波源,它產(chǎn)生諧波并消耗無功功率。有源電力濾波器主要由兩部分組成,即指令電流運算電路和補償電流發(fā)生電路(PWM信號發(fā)生電路、驅(qū)動電路和逆變主電路)。指令電流運算電路的作用是檢測出被補償對象中的諧波和無功電流分量,補償電流發(fā)生電路的作用是根據(jù)指令電流發(fā)出補償電流的指令信號,控制逆變主電路發(fā)出補償電流。
作為主電路的PWM變流器,在產(chǎn)生補償電流時,主要作為逆變器工作。為了維持直流側(cè)電壓基本恒定,需要從電網(wǎng)吸收有功電流,對直流側(cè)電容充電時,此時作為整流器工作。它既可以工作在逆變狀態(tài),又可以工作在整流狀態(tài),而這兩種狀態(tài)無法嚴格區(qū)分。
有源濾波器的基本工作原理是:通過電壓和電流傳感器檢測補償對象(非線性負載)的電壓和電流信號,然后經(jīng)指令電流運算單元計算出補償電流的指令信號,再經(jīng)PWM控制信號單元將其轉(zhuǎn)換為PWM指令,控制逆變器輸出與負載中所產(chǎn)生的諧波或無功電流大小相等、相位相反的補償電流,最終得到期望的電源電流。
1.2無功與諧波自動補償裝置的原理
為適應濾波器要求容量大這一特點,我們采用了有源電力濾波器與無源LC濾波器并聯(lián)使用的方式。其基本思想是利用LC濾波器來分擔有源電力濾波器的部分補償任務。由于LC濾波器與有源電力濾波器相比,其優(yōu)點在于結(jié)構(gòu)簡單、易實現(xiàn)且成本低,而有源電力濾波器的優(yōu)點是補償性能好。兩者結(jié)合同時使用,既可克服有源電力濾波器成本高的缺點,又可使整個系統(tǒng)獲得良好的濾波效果。
在這種方式中,LC濾波器包括多組單調(diào)諧濾波器和高通濾波器,承擔了補償大部分諧波和無功的任務,而有源濾波器的作用是改善濾波系統(tǒng)的整體性能,所需要的容量與單獨使用方式相比可大幅度降低。
從理論上講,凡使用LC濾波器均存在與電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振的可能,因此在有源電力濾波器與LC濾波器并聯(lián)使用方式中,需對有源電力濾波器進行有效控制,以抑制無源濾波器與系統(tǒng)阻抗之間發(fā)生諧振。論文參考。
2.無功與諧波自動補償裝置控制系統(tǒng)設(shè)計
2.1系統(tǒng)技術(shù)指標
(1)適用電源電壓等級: 220 V(AC) , 380V(AC)
(2)有源濾波器補償容量: 50kVA(基波無功);150A(最大瞬時補償電流)
(3)可以控制的無源補償網(wǎng)絡的功率等級: 500kVA。
(4)在無源補償網(wǎng)絡容量范圍內(nèi),補償后的電源電流:功率因數(shù)高于0. 9,總諧波畸變系數(shù)(THD) <5%,三相負載電流的不對稱系數(shù)<3%。
(5)可適用的運行環(huán)境:室內(nèi);溫度-20~
55℃;相對濕度<90%。
2.2有源濾波器控制系統(tǒng)的設(shè)計
雙DSP芯片分別采用浮點芯片TMS320VC33和定點芯片TMS320LF2407,以下簡稱為VC33和F2407。對VC33來講,其運算能力很強,主頻最高為75MHz,但片內(nèi)資源和對外I/O端口較少,邏輯處理能力也較弱,主要用于浮點計算和數(shù)據(jù)處理;而F2407正好相反,其片外接口資源豐富,I/O端口使用方便,但其精度和速度有一定限制。所以用于數(shù)據(jù)采集和過程控制。
中央控制器由F2407實現(xiàn),主要用于①主電路電壓、電流的采集;②四象限變流器的控制;③無源補償控制指令的;④顯示、按鍵控制;⑤與上位機的通訊。兩個DSP芯片通過雙端口RAM完成數(shù)據(jù)交換。通過這兩個DSP芯片的互補結(jié)合,可充分發(fā)揮各自的優(yōu)點,使控制系統(tǒng)達到最佳組合。各相無源補償網(wǎng)絡的控制及電流檢測由各自的控制器完成。各控制器通過光電隔離的RS-485通訊總線與F2407相連。
3.結(jié)論
3.1提出了一種新的電力系統(tǒng)諧波與無功功率的綜合動態(tài)補償方式,對無功與諧波自動補償裝置主電路和控制系統(tǒng)工作原理進行了分析。
3.2由于電源系統(tǒng)的諧波對應于一個連續(xù)的頻譜,投入有源濾波器可以大大改善濾波性能,并能抑制LC電路與電網(wǎng)之間的諧振。有源濾波器的控制系統(tǒng)采用了基于雙DSP結(jié)構(gòu)的全數(shù)字化控制平臺。論文參考。
3.3在此項目的實踐中,電力系統(tǒng)的功率因數(shù)提高到0.9以上,完全符合此項目合同的技術(shù)性能指標。同時使供電網(wǎng)的諧波得到了有效抑制。通過儀器檢測5次、7次等諧波電流幾乎為零值。
【參考文獻】
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關(guān)鍵詞：聲表面波濾波器，三次行程信號
發(fā)射換能器激發(fā)的聲波到達接收叉指換能器時，其中一部分轉(zhuǎn)變成電信號輸出，成為主信號；另外一部分反射回到發(fā)射換能器，此反射回的聲波又經(jīng)過發(fā)射換能器反射到達接收換能器，然后以電信號輸出，該信號比主信號多走兩倍路程，它總共在基片上來回走了三次，所以稱該信號為三次行程信號[1]，如圖1所示三次行程信號由于比主信號多用了兩倍的時間，故在頻域上產(chǎn)生一個相位延遲，它與主信號疊加，使濾波器帶通內(nèi)產(chǎn)生波紋，所以說三次行程信號是一個干擾信號，要想法消除它。
圖1 三次行程信號與主信號示意圖
為了進一步對三次行程信號進行分析，采用等效電路的分析方法，這里用導納矩陣Y來表示SAW器件，如圖2所示，是阻抗匹配電納，是外電路的輸入、輸出電阻。
圖2 包括外電路的SAWF電路圖圖3 電路簡圖
由圖3得到電路方程： （1）
因為，上式變?yōu)椋?/p>
（2）
所以輸出電壓為：
（3）
可以得到濾波器的頻響表達式：
（4）
其中三次行程信號問題主要是由于項產(chǎn)生的，引起了通帶波紋，表示IDT的聲輻射電導，、t分別表示輸入、輸出IDT的聲輻射電納，k為常數(shù)。這些參數(shù)都可以從等效電路模型中得到：
（5）
（6）
其中表示等效電路一個周期段的靜電容，為機電耦合系數(shù)，由第二章等效電路模型的導納矩陣Yij得到：
（7）
（8）
把式（7）、式（8）代入上式（4）就可以得到SAW濾波器的頻率響應特性，圖1-4給出了用matlab仿真的等效電路模型設(shè)計的均勻叉指結(jié)構(gòu)的濾波器的幅頻特性曲線，頻響中不考慮三次行程信號問題（k=0），濾波器的中心頻率為37Mhz；IDT指條數(shù)N為255；靜電容CS為10-12F；濾波器的頻如圖4所示，設(shè)計的濾波器帶外抑制大于40dB。
圖4 均勻叉指結(jié)構(gòu)的濾波器的幅頻特性曲線（不考慮三次行程信號）
當把三次行程信號考慮在內(nèi)，計入項對頻響的影響如下圖所示，k分別取1和3時濾波器的頻響分別如圖5和圖6所示，通帶內(nèi)產(chǎn)生了明顯的波紋，當k=1時，通帶波紋峰峰值為8dB，當k=3時，通帶波紋峰峰值為17dB。
圖5 考慮三次行程信號的濾波器頻響 圖6 考慮三次行程信號的濾波器頻響
（k=1）（k=3）
由上圖5和圖6可以看出，三次行程信號的干擾使通帶內(nèi)的特性出現(xiàn)起伏波紋，所以在濾波器設(shè)計中要考慮三次行程信號對頻響的影響，本論文采用同相位法來抑制三次行程信號，計算發(fā)射和接收換能器之間的距離，使得發(fā)射波與入射波的相位差180度而相消，如圖7所示。
圖7 抑制三次行程信號的IDT結(jié)構(gòu)
當信號頻率f等于換能器的中心頻率時，得到：
（9）
式中—聲表面波的傳播速度；
—聲表面波的波長?？萍颊撐?。
從圖4-18可得到，主信號的傳播時間為：而三次行程信號的傳播時間是主信號傳播時間的3倍：
（10）
式中 K—正整數(shù)；
T—聲表面波信號的周期?？萍颊撐摹?/p>
從式（9）可知，只要成立，那么主信號的相位就等于三次行程的相位，可以達到減少三次行程信號的影響。
從圖7可以得到：
（11）
（12）
（13）
式（10）（11）（12）中——發(fā)射換能器和接受換能器之間的距離；
n——叉指電極數(shù)目和指間數(shù)目之和?？萍颊撐摹?/p>
將式（11）、式（12）和式（13）代入，得到
（14）
即
（15）
式中 K，n——正整數(shù)；
只要發(fā)射換能器與接受換能器之間的距離滿足式（15），就可以達到減少三次行程信號的目的。
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關(guān)鍵詞:語音活動性檢測;滑動濾波器;有限狀態(tài)機;一階差分
中圖分類號:TP391.4文獻標識碼:A文章編號:1009-3044(2009)31-pppp-0c
A Robust VAD Method Using Differential Frame Energy
ZHANG Wei-wei
(School of Electronic and Information Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China)
Abstract: A robust Voice Activity Detect(VAD) algorithm is presented using differential frame energy output.. Moving Average Filter is used to filter the frame energies and get the output compared with pre-decided threshold, based on which the current frame is labeled as speech、noise and transition status. Three sub-status are designed to eliminate the effect of impulse noise and high level stationary noise. First Order Difference of Moving Average Filter is used to get more comformable results in start point and end point detection. Simulation shows that the proposed algorithm outperformes traditional energy-based VAD algorithms and is robust in detecting voice activities under different SNR levels.
Key words: voice activity detect; moving average filter; finite state machine; first order difference
活動性檢測(Voice Activity Detect)又稱端點檢測,在語音信號數(shù)字處理當中具有十分重要的作用。包括語音識別、說話人識別與確認、語音合成、語音編解碼等各種應用在內(nèi),都離不開語音活動性檢測[1]。對于語音識別以及說話人識別與確認系統(tǒng)而言,如果端點檢測的結(jié)果不夠準確,系統(tǒng)的識別性能就得不到保證,另外,如果語音端點檢測的結(jié)果過于放松,則會增加過多的靜音部分,造成系統(tǒng)運算量的增加,同時對識別結(jié)果也具有負面影響[2]。
傳統(tǒng)的語音活動性檢測方法主要采用語音信號的基本短時參數(shù):短時能量、過零率等。漢語中的濁音部分短時能量和清音部分短時能量在有聲\無聲段的區(qū)別明顯。經(jīng)過大量的實驗,可以統(tǒng)計出短時能量和過零率在有聲段和無聲段的區(qū)別,從而設(shè)定閾值,決定當前語音幀屬于有聲段還是無聲段[1]。但是,這種方法在噪聲環(huán)境中的判別性能有所下降,當信噪比低于一定程度的時候,甚至無法得到正確的判別結(jié)果,對于大多數(shù)實際應用系統(tǒng)來說,這個問題顯得尤其重要。論文提出了一種噪聲環(huán)境下穩(wěn)健的語音活動性檢測方法,該方法對于不同噪聲水平的環(huán)境下的語音活動性檢測具有很好的魯棒性。
1 算法流程
論文算法的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。
1)窗選幀能量:對輸入語音信號進行分幀、加漢明窗,并在一個隊列結(jié)構(gòu)當中保存相鄰的M幀能量作為滑動濾波器的輸入。
2)滑動平均濾波器:常規(guī)的M階時域滑動平均濾波器定義為M個采樣的算術(shù)平均,
即:
■ (1)
在這里,考慮到在一段時間之內(nèi),噪聲信號動態(tài)范圍往往沒有語音信號的動態(tài)范圍大[5],也就是說,噪聲信號的能量分布相對比較集中,因此,在一段窗選信號范圍內(nèi),幀能量間的差距越小,則該段窗選信號屬于噪聲的可能性就越大,由于語音信號的動態(tài)范圍比較大(一般在30dB左右),如果一段窗選信號范圍內(nèi)多數(shù)為語音信號,各幀能量的差距會比較大[6]?；诖?我們選擇一個完整周期內(nèi)具有對稱正負半周的滑動平均濾波器來對窗選幀能量進行濾波。濾波器的具體形式可以有多種選擇,最簡單的形式如圖2所示。具有類似特點的還有正弦函數(shù)型滑動平均濾波器、升余弦型滑動平均濾波器等[3],考慮到減小吉布斯效應[4]的要求,本文選擇了論文[7]提出的一種最佳滑動平均濾波器,其形式如圖3所示。
該濾波器的輸入-輸出關(guān)系如式2所示,其中A、Ki、S為濾波器的參數(shù)。該濾波器對于短時能量序列的輸入輸出具有以下特點:
① 對于一段平緩的短時能量輸入序列,保持零輸出。比如平緩的背景噪聲或者保持平穩(wěn)能量值的語音,輸出值接近零;
② 對于一段遞增的短時能量輸入序列,輸出值也相應遞增;
③ 對于遞減的短時能量輸入序列,輸出值相應遞減;
■ (2)
假設(shè)M幀連續(xù)幀能量用Ei來表示,最佳滑動濾波器的參數(shù)用fi來表示,i=1,2,…,M,對M幀連續(xù)的幀能量進行線性濾波,濾波器的輸出用Fout來表示,得到公式3如下所示:
■(3)
3)求解濾波器輸出一階差分:差分特征作為一種動態(tài)特征,能夠更好地反映序列的變
化趨勢,在語音識別應用中,一階差分與二階差分作為動態(tài)特征引入特征向量,能夠得到更加穩(wěn)健的特征向量,從而提高識別率。在論文當中,為了更好地反應濾波器濾波輸出的變化,引入反映濾波器輸出動態(tài)變化的一階差分特性,求解當前濾波器加權(quán)能量輸出與前一幀濾波器輸出的差值,作為反映濾波器輸出變化的向量。假設(shè)濾波器在各個時刻的輸出用向量 A=[a0a1a2…aN]T來表示,其中N為幀數(shù),αi為i時刻的濾波器輸出Fout,則經(jīng)過差分運算之后的輸出為向量B=[b0b1b2…bN]T,其中: ■(4)
4)三態(tài)狀態(tài)機:設(shè)計一個具有三個狀態(tài)的有限狀態(tài)機來進行幀狀態(tài)的判定。首先,設(shè)定每幀存在speech、silence和temp三個狀態(tài),分別表示語音幀、靜音幀和過渡幀,其中temp狀態(tài)由三個子狀態(tài)組成,各個子狀態(tài)之間可以進行有條件地相互跳轉(zhuǎn),其作用是在靜音幀向語音幀轉(zhuǎn)移的過程中,根據(jù)設(shè)定的條件充分吸收背景噪聲的影響,提高真實的語音幀被正確判決出來的概率。傳統(tǒng)的能量判據(jù)在抵抗突發(fā)噪聲干擾以及低信噪比環(huán)境下語音信號起始點的判定方面性能較差,采用過渡態(tài)可以有效地去除高能量平穩(wěn)噪聲和突發(fā)噪聲的影響,在這里,過渡狀態(tài)temp的作用相當于一個緩沖狀態(tài),所有從靜音幀到語音幀或者從語音幀到靜音幀的轉(zhuǎn)移都要首先經(jīng)過過渡幀,在它的三個子狀態(tài)中完成對幀狀態(tài)的細判,因此,算法首先有一個簡單能量的判別,該階段能量閾值T1的設(shè)置較寬松,其目的是為了剔除掉可能存在的能量值非常小的靜音段,如果某一幀的能量超過了T1,則進入到過渡態(tài)temp,圖5給出了過渡態(tài)temp中進行細判的狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖。首先,在子狀態(tài)1判斷當前幀能量與上一幀能量的差值,若該值小于閾值DIF,則認為當前幀可能屬于平穩(wěn)背景噪聲,繼續(xù)停留在子狀態(tài)1,若差值大于DIF,則進入子狀態(tài)2,在子狀態(tài)2中,設(shè)置一個參數(shù)Duration來表示能量高于T1的連續(xù)信號幀數(shù),若該值大于閾值MAX_Dur,則可以認為此段信號不屬于沖擊型突發(fā)噪聲,此時進入子狀態(tài)3,否則繼續(xù)停留在子狀態(tài)2。在子狀態(tài)3中,定義信號幀的低頻能量為頻率在400Hz以下頻譜分量的能量總和,對于語音信號來說,其低頻能量一般較高,同時低頻能量占總能量的比例要高于大部分噪聲信號,設(shè)置低頻能量閾值Elow和能量因子ρ,如果當前信號幀的低頻能量大于Elow并且能量因子同時大于ρ,則判定該幀信號為語音信號,進入狀態(tài)speech,如果低頻能量的值較大而能量因子的值不高,則當前幀屬于高能量噪聲的可能性很大,此時返回到過渡態(tài)的子狀態(tài)1繼續(xù)判斷,在過渡態(tài)的各個子狀態(tài)和speech狀態(tài),如果當前信號幀能量小于T1,則跳轉(zhuǎn)到silence狀態(tài)繼續(xù)判斷,為了跟蹤背景噪聲的變化趨勢,如果狀態(tài)處于silence的幀數(shù)超過一定的數(shù)量,則更新原始的能量閾值T1。由此可以看出來,過渡態(tài)中的三個子狀態(tài)分別起到了消除平穩(wěn)背景噪聲、突發(fā)噪聲和高能量背景噪聲干擾的作用。
各個狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)化條件由a~f來表示,下面分別予以介紹:
1) 從temp狀態(tài)各個子狀態(tài)或者speech狀態(tài)跳轉(zhuǎn)回silence狀態(tài)。判斷條件是濾波器輸出bi
2) 從silence狀態(tài)進入temp狀態(tài)子狀態(tài)1。判斷條件是濾波器輸出T1
3) 從temp子狀態(tài)1進入temp子狀態(tài)2。判斷條件是連續(xù)兩幀濾波器輸出的差值大于DIF,否則仍然處于temp子狀態(tài)1或者返回silence。
4) 從temp子狀態(tài)2進入temp子狀態(tài)3。判斷條件是能量大于T1的幀數(shù)Duration>MAX_Dur,否則仍然處于temp子狀態(tài)2或者返回silence。
5) 從過渡態(tài)temp進入有聲態(tài)speech。判斷條件是低頻能量大于Elow且能量因子大于ρ,如果低頻能量高于Elow而能量因子小于ρ,則返回到temp子狀態(tài)1,否則仍然處于子狀態(tài)3或者返回silence。
2 實驗結(jié)果
選取一段單通道、8K采樣、16bit量化的wav數(shù)據(jù)作為純凈語音信號,分別構(gòu)造5dB和0dB信噪比條件下的兩段語音數(shù)據(jù)(噪聲類型為零均值、單位方差的白噪聲),實驗數(shù)據(jù)如圖5所示。選取幀長32ms,幀移16ms,濾波器階數(shù)M=25,圖6給出了兩種情況下含噪語音數(shù)據(jù)各幀的幀能量,可以看出來,僅僅利用傳統(tǒng)的幀能量進行端點判決,判定結(jié)果極大地依賴于環(huán)境噪聲的水平,判定結(jié)果缺乏穩(wěn)健性。與之對比,圖7給出了使用論文算法得到的兩種情況下的輸出參數(shù),可以看出,在引入了滑動濾波器進行濾波輸出和一階差分運算之后,判定結(jié)果受環(huán)境噪聲水平變動的影響很小,兩種輸入信噪比情況下輸出參數(shù)曲線擬合地很好,算法對于平穩(wěn)噪聲干擾能夠得到穩(wěn)健的檢測結(jié)果。
為了檢驗論文算法對不同類型突發(fā)噪聲干擾的穩(wěn)定性,在安靜實驗室環(huán)境下利用高性能麥克風采集8K采樣、16bit量化的測試噪聲數(shù)據(jù)庫,其中男性60人,女性24人,包括嘴吹氣聲、鼻子呼氣聲、拍手聲、拍桌子聲、敲桌子聲等,每人每種噪聲重復5遍。針對噪聲庫中的噪聲類型,在純凈語音信號開始之前添加一小段干擾噪聲信號,使用算法進行端點檢測。定義檢測的前后端點位置和人工標注的端點之間的差距都小于5幀時,端點檢測結(jié)果正確。表1列出了對于一些平穩(wěn)噪聲和突發(fā)噪聲的實驗結(jié)果,可以看出對于拍手、敲桌子等突發(fā)型環(huán)境噪聲均可以較好地被采用三個子狀態(tài)的過渡態(tài)吸收掉,同時,對于嘴吹氣、鼻子吹氣等較平穩(wěn)噪聲的吸收效果也很好。
表1 論文算法對不同類型噪聲的吸收效果
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3 結(jié)論與總結(jié)
針對噪聲環(huán)境下語音活動性檢測準確性下降的問題,論文提出了一種基于最佳滑動濾波
器的窗選幀信息語音活動性檢測算法,利用最佳滑動濾波器對若干幀能量進行濾波,為了提高濾波結(jié)果的穩(wěn)健性,對濾波所得的能量序列求解一階差分運算,將得到的差分輸出經(jīng)過一個三態(tài)有限狀態(tài)機進行決策,利用包含三個子狀態(tài)的過渡態(tài)充分吸收各種高能量平穩(wěn)噪聲和常見突發(fā)噪聲,從而得到較好的端點檢測結(jié)果。仿真結(jié)果證明了該算法在不同性噪比條件下進行端點檢測的有效性。同傳統(tǒng)的基于短時參數(shù)(短時能量、短時過零率)的端點檢測算法相比,論文算法具有能夠勝任大動態(tài)范圍噪聲水平變化條件下進行準確端點檢測的能力,同時對于一些常見的突發(fā)噪聲具有較好的吸收作用。此外,論文算法計算量小,非常適合作為語音增強、語音識別系統(tǒng)的高性能端點檢測模塊來使用,具有較大的應用前景。
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